机载天线电磁兼容分析（共7篇）
1.机载天线电磁兼容分析 篇一
平板机载天线工艺分析及试验研究
平板缝阵天线由于其面积大、厚度小,属于薄壁件,在加工过程中,中心的部分容易被铣穿.以平板缝阵天线的工艺分析为例,进行工艺实验.研究切削参数vf、ae、n对切削力的.影响和刀具螺旋角对切削力的影响,解决了平板缝阵天线在加工时中心被铣穿的问题.
作 者：张佳丽 史耀耀 谢阳平Zhang Jiali Shi Yaoyao Xie Yangping 作者单位：西北工业大学,机电学院,西安,710072 刊 名：机械制造 ISTIC英文刊名：MACHINERY 年，卷(期)： 45(3) 分类号：V243.4 TG54 关键词：平板缝阵天线 工艺分析 工艺实验
2.机载天线电磁兼容分析 篇二
1 机载电子设备间电磁干扰的预测分析
1.1 基本传播方程
在机载系统之间, 预测电磁干扰需要涉及到多个发射器, 除了基波信号以外, 还包括杂波信号。接收机除了对基波进行响应, 还会发生乱真响应, 进而可能引起干扰敏感度。因此, 可以推算出一个基本传播方程, 将电磁干扰情况进行排除, 从而使电磁干扰的计算和选择发生简化, 在电子设备间电磁干扰的预测分析当中, 提供更加便利的方法。
1.2 信噪比预测
在预测接收天线输入功率的过程中, 可在极化一致条件下, 测得接收天线增益、接收天线馈线损耗等。根据接收天线增益和天线传输线或波导衰减, 就能够得出修正天线增益。接收机内部噪声N=-144+F+10×log B。其中, F代表的是接收机的噪声系数, B代表的是接收机的带宽。利用接收天线输入信号和接收机灵敏度, 就能够得出信噪比。在完成最后的检波之后, 将鉴别器或其它的抗干扰技术应用与信号分离通道, 从而进一步改善信噪比。
1.3 干扰噪声比预测
将接收天线增益、总传播损耗、发射机有效辐射功率进行相加, 就能够得出接收天线的输入功率。在干扰发射和信号处理中, 应用的是同一台接收机, 因此, 对于二者来说, 其具有相同的灵敏度, 经过计算得出合成的干扰噪声比和信噪比。在检波之后的处理当中, 也可对鉴别器或其它抗干扰技术进行应用, 从而使干扰噪声比得到降低。
2 机载电子设备间电磁干扰的抑制措施
2.1 合理屏蔽设备
在机载电子设备之间, 屏蔽是一种有效的电磁干扰抑制措施。其指的是在两个空间区域之间, 利用适当的金属材料进行隔离, 从而防止一个区域当中的电磁波、磁场、电场等, 对另一个区域产生辐射或感应。在电子设备和电子系统之间进行有效的屏蔽, 能够使电磁兼容性得到有效的提升。对于通过空间传播的电磁干扰, 屏蔽能够有效的进行抑制, 并且能够对电子设备内部辐射电磁能的对外传输加以阻止, 也能够降低电子设备受到外部辐射电磁能的影响和干扰。在实际操作当中, 将电路、电缆、组合件、元部件等部分, 或整个系统中的干扰源, 利用屏蔽体进行包裹, 避免其向外界扩散干扰电磁场。对于接受电路、接收系统或接收设备, 也可采用屏蔽体进行包括, 避免外界的电磁场对其造成干扰。
2.2 优化天线布局
可以对天线的布局进行优化和调整, 从而尽量降低通信电台之间的干扰。可以改变试验超短波电台, 使其能够分离收发工作, 并且对专门的接收天线进行增加, 从而防止互调和交调带来的影响。另外, 可以使用高质量的天线设备, 从而使天线偏轴抑制得到增强。也可以将发射天线的线路增益进行增加, 在机载电子设备间, 也能够发挥出良好的电磁干扰抑制效果。
2.3 合理搭接设备
设备的接地或搭接, 能够形成一个等电位面或等电位点, 在系统或电路当中, 是一个基准电位, 但是并不一定是大地电位。因此, 在实际应用当中, 应当将电子设备的外壳和飞机外壳进行妥善的连接, 并且确保在规定值范围以内的较小电阻。这样, 才能够对工作人员的人身安全进行保护, 避免可能造成的损坏。
2.4 增加谐波滤波器
在各个电台之间, 可以增加低通滤波器, 从而降低三次谐波, 增加干扰噪声比的额外衰减。在应用了滤波器之后, 传导干扰电平能够被有效的降低。在干扰频谱当中, 不具备有用信号频率的成分, 因而对于不同频率的有用信号频率, 滤波器能够进行有效的选通。通过这种方式, 谐波滤波器能够发挥出十分良好的电磁干扰抑制效果。因此, 对于抗干扰能力的增强、干扰耦合的消除、或是干扰源的抑制来说, 滤波网络都能够发挥出良好的效果。在电源和电路之间, 可以采用阻容和感容去耦网络进行分隔, 将电路之间的耦合消除, 从而防止电路中有干扰信号进入。
2.5 设计闭锁交联接口
对于同频段工作通信电台, 应间隔一定的频率进行使用。在干扰设备发射频段当中, 可将干扰敏感设备的危害频谱进行屏蔽, 或者通过对接收设备的使用, 对危害发射频率进行避让。采取相互闭锁交联的方式设备分时工作, 能够有效的抑制机载电子设备间的电磁干扰。
3 结论
在当前的社会当中, 电子设备已经在各个领域当中都得到了十分广泛的应用。其中, 作为一种重要的应用形式, 机载电子设备具有十分重要的作用, 对于飞机的飞行安全和飞行性能都有着直接的影响。由于机载电子设备间容易产生电磁干扰, 因此需要对其进行准确的预测分析, 同时采取有效的措施加以抑制, 这样, 才能够确保机载电子设备的正常运行。
参考文献
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3.机载天线电磁兼容分析 篇三
【关键词】下倾角；通信基站；电磁辐射
Abstract： In order to analyze the effect of communication base station antenna down tilt induced ground electromagnetic radiation intensity， choosing a normal operation in base station， transmission power， antenna gain and hanging high are constant， by changing the tilt angle of antenna size， followed by measurement of electromagnetic radiation intensity monitoring points out fixed ground value， thus obtains the effects of tilt angle of antenna for the communication base station electromagnetic radiation intensity to the ground.
Keywords： tilt angle communication base station electromagnetic radiation
通信基站致地面电磁辐射强度与发射功率、天线增益和挂高、下倾角有关，在发射功率、天线增益和挂高均不变的情况下，通过改变天线下倾角的大小，可控制通信基站致地面的电磁辐射强度。
1、天线下倾角
本文论述的天线下倾角是天线俯仰角的一种，天线俯仰角指天线面板与竖直挂架的夹角，它包括俯角（下倾角）和仰角（上仰角），除地面发射天线向高处覆盖时使用上仰角外，绝大多数的情况是基站高度高于需要信号覆盖的区域，发射天线使用下倾角（θ）覆盖目标区域（如图1所示），在实际应用中天线下倾角的范围在2°-16°之间。
2、基站参数、测量点位的选取及天线下倾角的设置
本文选取某正常运行基站，基站参数为：发射机实际发射功率50W，天线相对地面高度20m，天线增益11dBi（扣除系统损耗后），监测点位（与天线地面投影的距离）分别取10m、20m、30m、40m、50m、60m、70m、80m、90m、100m。天线下倾角分别设置为2°，4°，6°，8°，10°，12°，14°，16°。
3、监测仪器和方法
3.1监测仪器
本次监测使用的仪器为德国Narda Safety Test Solutions公司生产的NBM-550电磁分析仪，该仪器为电磁辐射专用监测仪，频率响应为100kHz～3GHz，测量范围为0.01V/m～800V/m。
3.2监测方法
依据HJ/T10. 2 - 1996《辐射环境保护管理导则- 电磁辐射监测仪器和方法》和《移动通信基站电磁辐射环境监测方法（试行）》等相关标准规范的要求进行监测。
3.3数据处理
每个监测点连续测量5次，每次测量时间不小于15s，读取稳定状态的最大值。取5个测量数据的平均值作为该点的监测结果。
4、监测结果及分析
通过改变不同天线下倾角的大小，依次测量出地面监测点的电磁辐射强度值，见表1。
分别以不同的测量距离和不同天线下倾角为X轴，以电磁强度为Y轴做图分析，见图2和图3。
由图2和图3可以看出，随着下倾角的增大，当距离基站70m以内时，地面电磁辐射强度随之增大，尤其在40m以内增大趋势较为明显；当距离在70m以外时，地面电磁辐射强度增加趋势缓慢，当距离在90m和100m时，地面电磁辐射强度随天线下倾角的增大基本无变化。
5、结论
通过实例分析，在通信基站周围70m的覆盖范围内，若基站發射功率、天线增益和挂高均不可变的情况下，可以通过增大天线下倾角的方式来提高环境电磁波的覆盖效果，反之，可通过减小天线下倾角以减弱对环境的电磁辐射影响。但在70m范围外，天线下倾角的大小对电磁辐射强度无显著影响。
参考文献
[1]HJ/T10.2-1996，辐射环境保护管理导则-电磁辐射监测仪器和方法
4.低副瓣机载天线阵设计与实现 篇四
随着电子信息技术的发展, 作战区域的电磁环境越来越复杂, 电子干扰威胁越来越严重。双方对电磁控制权的争夺, 可以导致无线电电子设备不能正常工作、通信指挥失灵、雷达迷盲和电子制导失控等。随着技术的发展, 要求机载雷达系统能够拥有更强的抗电子干扰、抗反辐射导弹、抗雷达探测、抗高速反舰导弹的低空和超低空打击的能力。阵列天线是解决上述问题的有效的手段之一。为了有效对抗目标, 提高雷达抗干扰的能力, 都对雷达天线提出了低或超低副瓣阵的要求。目前, 极低副瓣天线已经成为高性能电子系统的一个重要组成部分, 特别是雷达在有严重地物和电子干扰环境中有效地工作, 必须采用副瓣尽可能低的天线。
以典型的中等规模C波段圆极化天线阵作为例, 选取C波段圆极化天线阵指标要求为工作中央频点5.815 GHz、工作频段5.715-5.915 GHz (VSWR<2.0) , 天线阵设计增益不小于18 d Bi, 主波束指向交叉极化抑制超过15 d B, 低副瓣设计指标为第一副瓣相对主瓣增益小于-20 d B, 接下来详细介绍C波段圆极化天线阵的设计和调试过程、仿真分析结果以及实物测试结果。
1 天线阵结构设计
实现低副瓣天线阵的关键技术分别是性能良好的馈电网络和控制阵元间的互耦, 参考类似天线阵馈电网络设计, 发现绝大多数天线阵采用基本的T型枝节实现功分的功能, 在设计馈电网络时采用馈电网络与天线阵元在金属地面的同一侧, 并且网络分布于天线阵之中的布局方式, 同时考虑到馈电网络关于x轴和y轴都成线对称, 所以一般将馈电网络分成4个4×2单元小馈电网络分别设计, 图1是初步设计结果, 图中右侧虚线框所示均为功分枝节结构。
在工程试验过程中经常发现该种设计的单元间距稍显局促, 天线单元之间存在一定程度的互耦, 而且馈电网络的可用空间太小, 造成馈电网络和单元之间较强的互耦影响。同时为实现低副瓣指标, 天线阵4个顶角的天线单元激励幅度应当非常微弱, 然而实际上由于来自相邻单元和馈电网络的能量耦合, 这4个单元的激励幅度大于理论值而且难以消减。为避免这种情况, 本文尝试采用缺元阵的形式, 即去掉四角的4个单元。在上述常规天线阵基础上去掉四角的4个单元后, 由阵元方向图与阵因子相乘得到的阵方向图可见, 低副瓣特性得到一定程度的改善, 最重要的是消除了副瓣升高的隐患。
考虑到上述2个改进需求, 在保留基本对称特性的基础上, 确定采用“6×4-4”单元天线阵结构, 即在6×4单元结构基础上去掉四角的4个单元, 单元间距取约3/4λ。
2 新型功分器设计
在功分器的选择问题上, 考虑到6×4单元天线阵若仅采用一分二功分器馈电网络结构将变得非常复杂, 故在设计过程中开发了一款性能良好的一分三功分器。
目前广泛采用的三功分器有如下几类: (1) 采用2个或2个以上二功分器级联构成三功分器; (2) 采用与Wilkinson结构原理相近似的平面对称三功分器结构, 通过合理设计隔离电阻值、采用宽度渐变微带线和采用耦合微带线等手段, 抑制三路间的不平衡, 获得良好的功率等分性能和隔离性能; (3) 采用扇形微带枝节和辐射状放置的电阻构成宽带多路功分结构; (4) 由不同特征阻抗的微带线构成多端口网络, 实现各端口良好的匹配和端口间的隔离, 并由指定的端口完成三功分器的功能。
其中, 第1类功分器能够较好产生所需比例的功率输出, 实现各端口的匹配和输出端口间的隔离, 但电路占用空间较多, 微带线路径较长, 参数结果使用软件优化得到, 且为提高隔离度而使用集总参数滤波器;第2、3类功分器匹配和隔离指标具佳, 占用空间中等, 通常用作等分输出, 但外形较为复杂、所加电阻数目较多, 通常参数较多且某些参数与设计指标间无显式的表达式, 需通过数值计算和优化完成设计;第4类功分器各项指标较好, 外形简单, 参数较少且易于设计和优化, 能够实现任意比例的功率输出, 但占用空间稍大, 约需要0.5λ×0.5λ的空间, 这在通常的天线阵馈电电路中是不能被接受的。
提出一种基于支线定向耦合器的新型微带线三分支功率分配器结构, 该新型功分器由2个对称放置的支线定向耦合器组合而成;采用奇偶模激励方法结合传输线理论对该新型功分器的传输特性进行建模和分析, 并据此给出该新型功分器主要参数的设计方法。通过与实物测试结果比较, 可实现各端口的完全匹配以及端口间的高隔离度, 结构简单紧凑, 占用空间小, 易于集成在微波电路系统和天线阵馈电系统之中。其结构立体效果图如图2所示, 该结构可以看做由2个分支线定向耦合器组合而成。
当新型三路功分器设计成等功分器情况下各端口功分比例平均, 该功分器匹配特性和端口隔离特性满足指标要求如图3所示。
新型三路功分器的应用较好解决了馈电网络的布局问题, 明显简化的网络结构, 避免出现馈电网络围绕某些单元旋转一周的强耦合结构, 同时保证了馈电网络各端口良好的匹配和端口间的隔离性能, 最大程度减弱由馈电网络引起反射和端口间的串扰。通过调整馈电网络各端口的幅度和相位分布, 最终得到了应用Wilkinson功分器、平行线耦合器和新型三功分器的初步馈电网络设计结果。
3 消减互耦的散射体设计
采用在天线单元附近增加金属散射结构体的方法, 改变天线单元周围的边界条件, 并通过在散射体上设计接地电阻将耦合能量主动吸收, 即金属散射体结合接地电阻, 利用有耗的散射结构接收并消耗耦合能量。其中散射体不是通过金属过孔直接与地面相连, 而是通过接地电阻与地面相连 (也可以将散射体理解为一个小的微带天线, 端口接有匹配负载吸收能量) , 同时金属散射体结构并不是近距离包围天线单元, 而是仅在天线单元距离馈电网络较近的地方放置, 该方法利用接匹配负载的散射体良好控制了天线单元与馈电网络间的互耦, 在其他条件均相同的情况下, 能够使天线阵的第一副瓣电平下降约2 d B, 而且不会破坏其辐射特性。
最终设计结果如图4所示, 通过调试整个天线阵所有单元边长15.2 mm, 除中心四个单元切角边长为2.4 mm外, 其余16个单元切角边长均为2.6mm。有一点需要注意, 因原馈电网络中第一级圆形Wilkinson功分器占用空间太大导致距离天线单元过近, 故采用圆滑的葫芦形替代。
4 仿真分析和实测结果
4.1 天线阵设计仿真结果
采用Ansoft HFSS v10.0对C波段圆极化天线阵进行建模, 通过对天线阵的输入阻抗特性进行仿真分析可以看出天线阵在整个工作频段满足VSWR<1.5的指标, 大部分工作频段满足VSWR<1.35。同时在天线阵中央频点处的辐射特性仿真结果中可以看出天线阵在最大辐射方向交叉极化抑制超过16 d B, 基本保持了天线单元的良好特性, 在φ=0°切面相对副瓣电平均低于-24.5 d B, 在φ=90°切面主极化分量的相对副瓣电平均低于-19.5 d B, 较好实现预期设计指标, 部分指标超额满足要求。美中不足的是φ=90°切面第一副瓣处交叉极化分量较大, 该问题虽不影响使用但值得进一步深入研究。在以上结果的基础上, 本文分别仿真分析了φ=0°切面二维直角坐标方向图、φ=90°切面二维直角坐标方向图、φ=0°切面二维极坐标方向图、φ=90°切面二维极坐标方向图, 证明了该天线阵方向性稳定, 在整个工作频段起伏很小, 完全满足指标要求。
4.2 天线阵实物测试结果
本方案选择国产双面覆铜微波板材 (介电常数2.55、板材厚度1.8 mm、铜箔厚度35 um) 作为基材, 采用PCB工艺加工制作, 表面采用镀锡金 (水金) 工艺以提高导电率、减弱因金属趋肤效应引起的损耗。
天线阵采用同轴连接器背面馈电, 通过同轴线接SMA-F型接口。通过对该低副瓣天线阵的阻抗特性实物测试, 可以看出其VSWR特性与仿真设计结果稍有偏差, 天线的谐振点 (VSWR最小的频点) 在5.715 GHz, 稍低于设计指标中心频率约100 MHz, 相对偏差约1.72%, 在5.715 GHz处VSWR=1.104, 5.815 GHz处VSWR=1.786, 在5.915 GHz处VSWR=2.403。如果不考虑中心频点的偏差, 阻抗特性的绝对带宽 (VSWR<2.0) 约为180 MHz, 相对带宽为3.15%。
阻抗特性测试值与设计值存在一定程度偏差, 通常情况下主要是由于板材实际介电常数与标称值有一定差异导致的, 这种误差可以通过几次“加工-测试-修正”的环节解决。
图5与图6为该低副瓣微带天线阵方向性的测试结果。从测试结果可以看出, 该微带天线阵的辐射特性与计算仿真结果相当吻合, 仅是在后瓣附近与仿真结果稍有出入, 应该是用于固定天线的测试软件对结果产生一定的影响。
在φ=0°切面, 左旋圆极化分量的第一副瓣电平相对主瓣约为-23 d B;主瓣方向交叉极化抑制达15 d B;在φ=90°切面, 左旋圆极化分量的第一副瓣电平相对主瓣约为-18 d B。
该低副瓣微带天线阵在φ=90°切面比φ=0°切面副瓣电平指标稍差, 主要是由于天线阵在该方向仅有4个阵元, 对波束控制能力有限造成的;而且外层天线单元都是由平行耦合线定向耦合器耦合出的能量馈电, 该结构定向耦合器的耦合系数与板材参数密切相关, 联系到之前VSWR测试结果分析, 故可能是因为板材参数稍有偏差导致耦合系数与仿真结果不一致, 导致副瓣电平升高。
5 结束语
该新型低副瓣微带天线阵实现了预期的设计指标, 研究成果能够应用于几乎所有频段的微带天线阵, 低副瓣技术能够有效降低天线间的耦合, 减少无意辐射造成电磁干扰的可能, 增强机载天线间的电磁兼容性。除此以外, 该技术对于微波电路和低副瓣天线阵、相控阵领域也具有较高的借鉴价值和参考价值。
摘要：针对目前飞机系统中已有机载天线阵的副瓣性能指标无法满足系统电磁兼容特性, 详细介绍了一种低副瓣C波段圆极化天线阵的结构设计和调试过程, 提出一种全新消减天线单元间互耦的散射体设计方法和一种全新结构的三路功分器, 通过构建相应的系统模型、仿真实验以及实物测试, 验证了该设计的优越性, 机载天线阵第一副瓣相对主瓣增益小-20 dB, 有效提升了机载天线的电磁兼容特性。
关键词：电磁兼容,散射体设计,低副瓣天线,三路功分器
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5.机载天线电磁兼容分析 篇五
1 机载天线雷电防护设计
机载天线多数矗立在飞机表面, 由于天线本身的金属特性, 会成为引雷源, 容易遭受雷击, 没有做过雷电防护的机载天线, 往往被击穿天线罩, 直接造成天线损毁。
图1为没有做过雷电防护的某机载天线依据S A E ARP5416A[4]标准进行的雷击试验, 表明没有做过雷电防护的机载天线不但会成为雷电附着, 且雷击会直接击穿天线罩, 损毁内部天线。
因此机载天线必须要做雷电防护, 本文以某型号的刀型天线为例进行雷电防护设计说明, 如图2所示。在刀型天线罩上表面粘贴如图3所示的片段式导流条, 布置在中间部位, 左右两侧各粘贴一条, 片段式导流条引至中间铆钉使雷电流传导向飞机蒙皮。当雷电作用在机载天线周围时, 片段式导流条可以将雷电导引至自身, 在其上表面形成一个电离通道, 而不作用于天线罩本身。
2 防雷试验验证
文中的防雷设计是否合理有效, 将测试天线在西安爱邦雷电与电磁环境实验室依据标准SAE ARP5416A进行雷电环境试验。
图4为刀型天线依据标准的雷电环境试验, 给出2种主要雷击路径的实验结果, 图4a的试验结果表示雷电直接附着在片段式导流条上, 没有作用在天线罩面上, 在导流条表面形成电离通道 (片段式导流条表面的亮光表示电离通道) , 将雷电导引至铆钉, 传向飞机蒙皮, 有效的对天线进行保护。图4b的试验结果表示雷电沿天线罩表面闪络后附着在片段式导流条上, 雷电在天线罩面表面闪络但是没有击穿天线罩, 雷电流经片段式导流条和铆钉传向飞机蒙皮, 这种现象虽然看似雷电直接作用在天线, 但是电弧没有进入材料本身, 而是从材料表面形成闪络通道, 不会对材料本身造成伤害, 因此也属于有效的防护。
试验结果表明, 基于片段式导流条的机载刀型天线雷电防护有效可靠。
3 透波仿真验证
由于片段式导流条的片段为金属材料, 需要判断其是否对天线透波有影响, 因此本文通过数值计算的手段评估片段式导流条对天线增益是否影响。文中计算刀型天线的中心频率为2.45GHz。
图5为刀型机载天线增益三维方向图, 可以看出文中的刀型天线为全向天线, 最大增益为2d Bi。为了体现片段式导流条透波方面的特点, 分别计算不做任何防护的刀型天线方向图、基于片段式导流条防护的刀型天线方向图 (见图2) 和基于金属条防护的刀型天线方向图 (同片段式导流条安装位置相同) , 结果如图6所示。
从图6可以看出, 在刀型机载天线的主方向上, 片段式导流条几乎对天线增益没有影响, 而金属条对天线增益每个方向都有不同程度的影响, 最大可以减小天线增益1.5d Bi左右, 影响较大。原因在于片段式导流条的间断性, 不能够形成连续的电场对天线进行影响, 天线辐射的电磁波信号可以通过导流条片段间隙进行绕射传播, 对天线产生较小的影响;而金属条形成连续的电场, 对天线辐射的电磁波信号进行一定程度的屏蔽, 致使天线增益减小。理论上分析, 若天线频率越小, 片段式导流条对天线增益的影响越小, 文中计算的刀型天线频率较高。
计算结果表明, 片段式导流条不会影响天线罩的透波。
4 结论
设计基于片段式导流条的机载天线防雷方案, 对其防雷性能进行试验验证, 试验结果表明, 此方案有效可行;并对其透波性能进行仿真计算验证, 计算结果表明片段式导流条不影响天线罩的透波性能。整体表明基于片段式导流条的防雷方案是机载天线防雷比较理想的一种方案, 且方案实施简单高效, 对原始天线罩几乎不做任何改动。
参考文献
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6.机载天线电磁兼容分析 篇六
1 设计思路及工作原理
设计了电子开关/保险的功能;为满足试验方法中正常电压瞬变要求,设计了升压和降压功能电路;为应对不同电压和时间间隔的供电转换中断、不同电压间的快速切换等试验项目中产生的冲击电流对用电设备和电源造成的损坏,设计了浪涌抑制功能电路,而对冲击电流的抑制也是文中的一个设计重点[3,4]。设计方法原理框图如图1所示。电路原理图如图2所示。
2 功能电路设计
2.1 电子开关和保险设计
为保护电路安全运行,防止设备发生故障或短路时,过高的电流损坏印制板或元器件,直流电源输入端串入MOS管,并配以辅助控制电路,即起到了电子开关作用,又兼有过流保护功能[5],工作原理如图3所示。
图中功率场效应管Q1作为电子开关,控制着用电回路的通断。通过电阻R11(阻值很小)将流经用电回路的电流信号转化为电压信号,反馈到Q1的控制电路,电阻R11两端电压随用电回路电流线性增大,当大于设定阈值时,即可触发比较器动作,从而关断MOS管Q1输出,实现过流保护功能。
同时该功能电路过流保护时将产生自锁效应,浪涌电流消失后,需将控制端电压重置才能恢复运行,为防止浪涌电流造成误保护情况发生,兼顾后级负载特性,设计了瞬态电流抑制电路(延时保护电路)。
当浪涌电流流经R11时,由于电容C6的存在,电压反馈信号不能立即传递到比较器的输入端,需要对电容C6充电,充电时间被计入延时保护时间。另外,设备初次启动时,电容C5充电结束后,比较器才能起作用。
理论延迟保护时间计算如下:设备正常运行时,比较器输入端A点电压高于B点电压,比较器输出高电平,驱动MOS管Q1栅极正常导通。当产生过流现象时,B点电压高于A点电压,比较器输出低电平而导致Q1关断。为计算其对不同浪涌电流的延时保护时间,作为后级负载产生浪涌电流的限制条件,需要依据一阶电路的三要素法进行计算[6]
其中,f(t)为任意时刻值;f(0)为初始值;f(∞)为稳态值;τ为一阶电路RC时间常数。结合图3,设f(t)=Vt,f(0)=V初,f(∞)=V末,τ=RC=R10C6,代入式(1)得
经过取对数计算得到
假设浪涌电流大小为I,R11阻值为r,控制端等效电压为V等效,比较器A两点电压分别为VA,则
通过式(4)计算可以得出,不同浪涌电流I(典型值)与对应的延时保护时间t的关系如表1所示。
2.2 降压功能设计
降压功能部分采用射极跟随器的方式实现[7],如图4所示。
设计中将最高输入电压设置为80 V,输出不大于37 V。具体实现方式为:Q5和Q6组成电压检测电路,Vref为参考电压,R11与R12电阻组成分压网络,当G点电压上升到设定值时,Q5基极达到基准电压,三极管导通。栅极电压被限制在设定值,受控MOS管进入线性区,降压功能通过限制功率MOS管栅极电压从而实现对输出电压的控制功能。
2.3 升压功能设计
升压电路采用BOOST开关调整电路来实现,原理如图5所示。
将较低的未调整的输入电压升为较高的输出电压。升压电路主要由L1,V3、Q2、PWM控制器和后级电容组成,Q2关断,电感电流不能突变,电感异名端电压相对同名端为正,即电感电压极性颠倒,因此电感经二极管V3向负载电容充电,使电容两端电压高于输入电压,从而实现升压功能[8]。
根据机载设备具体需求,设置了初次启动电压阈值和正常运行的升压阈值。升压功能电路起作用时的输出电压为22 V。实际应用中输入电压为28 V时,负载为0.7 A对应功率为20 W,当输入电压为11 V时对应平均电流为3.5 A左右,升压电路效率高达为95%。
2.4 浪涌抑制功能设计
2.4.1 冲击电流来源
设备进线端一般采用滤波器来减小电源反馈到输入的纹波,滤波器由电容和电感组成π形滤波网络,后级功能板卡对地也会产生等效电容。电容器充电瞬态可视为短路,输入电压波动会产生冲击电流,幅度要比稳态工作电流大很多,如不加以限制,可能烧坏设备前端保险或造成保险误动作,还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电子设备[9]。
冲击电流大小由很多因素决定,如输入电压大小和变化速率,输入线路阻抗、设备内部输入电感/电容及等效阻抗等。这些参数随不同电源系统特性而各不相同,可进行粗略估算,最精确的方法是在实际应用中通过相关仪表测量其大小[10]。
2.4.2 冲击电流抑制方法
(1)串连电阻法
对小功率用电设备,可采用串联电阻法。电阻大则冲击电流小,功耗大,须选合适电阻值,使冲击电流和电阻上功耗在允许范围,同时该电阻能承受开机瞬间的电压尖峰和大电流。
(2)热敏电阻法
采用负温度系数热敏电阻(NTC),当用电设备启动时,NTC电阻值很大,可限制冲击电流,随着NTC自身发热,其电阻值变小,使其在工作状态时的功耗减小。
(3)有源冲击电流限制法(利用MOS管限制冲击电流)
MOS管具有导通阻抗低和驱动简单的特点,辅以少量元器件即可做成冲击电流限制电路。MOS管有三个工作区域:可变电阻区、恒流区、夹断区,如图6所示。工作在可变电阻区(非饱和区)时,通过改变栅源电压Ugs的大小来改变导通电阻的阻值,此时MOS管等效为一个可变电阻器,Ugs越小,电阻值越大;工作在线性放大区(饱和区),当栅源电压Ugs增大时,id仅略有增大,此时MOS管等效为一个电压控制的电流源,当设备正常运行时,MOS管应当工作在该区域[8]。
当输入电压波动时,通过外围电路控制串联在主回路的MOS管,工作在可变电阻区来抑制冲击电压的大小,当冲击电流消失后,使其重新工作在饱和区,从而实现冲击电流抑制功能。
2.4.3 冲击电流抑制电路设计
采用有源冲击电流限制法,电路原理如图7所示。
Q1为N沟道MOS管,导通需要一个比G点高的电荷泵电路,组成电荷泵的电路为C1(470 p F)、C2(10 n F)、V1、V2、R1(15.8 kΩ)和C3(47 n F),控制电路发出占空比为50%的PWM方波,频率为300 k Hz,通过C1电容周期性的给C2电容充电,然后通过R1给C3电容充电最终使得MOS管导通。
试验方法中冲击电流产生主要由输入端电压跳变引起,分为两种方式:低于升压点的跳变和高于升压点的跳变。都是通过控制主回路MOS管的线性区上升时间,使其工作在可变电阻区,来实现对冲击电流的抑制[11]。
(1)低于升压点跳变方式线性启动时间的计算
MOS管Q1的线性启动时间主要由两部分组成:电荷泵电路的启动时间和RC延时时间。
电荷泵启动时间计算:电荷泵电路中根据电容分压关系可知:约为0.2 ms。
RC延时时间计算:经计算电容C1正端等效电压为8 V左右,而G点等效电压为4 V左右,这相当于PWM为电容C2恒流充电的效应,因此流经电阻R1的电流约0.25 m A,当输入电压由0~28 V跳变时,电荷泵电路将栅极电压升至32 V左右,栅极对地设置有400 kΩ等效检测电阻,此时检测支路电流约为0.08 m A,因此流经电容C3的电流为0.17 m A,由电量守恒定力CU=It计算可得,RC延时时间约为8.8 ms。
因此MOS管Q1的线性启动时间理论值约为9 ms,并且根据电量守恒可知,线性启动时的电流值小于2 A,远远小于表1中电子保险的保护阈值,与实际测量值接近。
(2)高于升压点跳变方式线性启动时间的计算
MOS管Q1的栅极电压钳位之前为开环,电荷泵电路的存在,输入电压上升过程中,以源极为基准升压6 V左右,钳位时属于半闭环控制,所谓半闭环就是只控制栅极电压,源极电压跟随受限,且始终保持有3 V左右的压差。
栅源电压差为5 V左右开始钳位,当电源电压由22 V上升至45 V的过程中(试验方法中正常电压瞬变项目),22~28 V阶段,假设电源上升时间为200μs,设备等效容性负载约为470μF,由电量守恒定力CU=It算出浪涌电流约为11.5 A。28~45 V的上升过程,MOS管Q1重新进入线性区,冲击电流被限制,限制时间同样可由电量守恒公式计算得出。
经计算得出的此阶段冲击电流的幅值和持续时间,小于表1中电子保险的保护阈值,且留有近1倍的余量,与实际测量值接近。
3 试验验证结果及分析
将此方法应用于某机载设备,依据试验方法,经反复摸底和试验验证,功能实现情况如下:
(1)升压功能验证:设备工作后,输入电压低于20 V启动升压电路,且输出保持22 V,输入电压降至11 V以下,升压功能失效,输出关闭;
(2)降压功能验证:输入电压大于37 V时,输出电压被限制在37 V以下;
(3)电子保险和浪涌抑制功能验证:低于升压点跳变时,将冲击电流限定在2 A以内,启动时间约10 ms,而无浪涌抑制功能电路时,冲击电流高达12 A/2 ms,超过了电子保险的保护阈值,引发电子保险误动作,冲击电流抑制电路增加前后的电流测试波形如图8、图9所示。
高于升压点跳变引起的冲击电流如图10所示。小于电子保险的安全保护阈值。
由试验结果可以看出,本方法能够满足用电设备与飞机供电特性的符合性验证试验。针对不同负载情况,可通过修改相应参数,实现本方法所述功能。
4 结论
机载设备供电兼容性试验方法强化了对机载设备供电兼容性的考核力度,发现了机载设备供电兼容性设计缺陷,促进了机载设备供电兼容性完善设计工作。结合工程实际,提出了一种有效的设计方法,并通过试验验证,较好的解决了机载设备供电兼容性设计问题。本设计方法具有较好的适用性和推广性,可广泛应用于后续产品设计中。
摘要：机载设备供电兼容性试验方法的实施,对用电设备的电源设计提出了更严苛的要求。结合工程实际,介绍了一种集电子开关/保险、前端稳压、浪涌抑制等功能于一体的设计方法,将其应用于机载设备中,机载设备顺利通过了机载设备供电兼容性符合性验证。试验结果证明了设计方法的可行性。
关键词：机载设备,供电兼容性试验方法,前端稳压,浪涌抑制
参考文献
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[9]任仁良,余朝霞.飞机电源系统过压保护要求及实现[J].中国民航飞行学院学报,2006,17(5):47-48.
[10]吴小华.飞机供电特性符合性验证试验研究[C]//中国航空协会航空电气工程第七届学术年会论文集,2007.
7.机载天线电磁兼容分析 篇七
关键词：计算机仿真,EDA软件,HFSS,天线设计
1、引言
印制天线是采用印刷电路制造工艺构建的，而微带贴片天线与阵列是印制天线最普遍的形式[3]。微带天线概念最早在1953年提出，但直到上世纪七十年代随着微波技术的进步才逐渐发展起来[5]，由于在结构和制造上的优势而迅速成为天线领域的重要研究方向，并在实际系统中得到了广泛的研究和应用。
在信息传播应用技术高速发展的今天，使用传统的实物制作测试再校正的方式已渐渐无法适应现代天线工程设计的需求，借助计算机辅助设计软件，利用数值计算分析方法进行天线的模拟仿真验证正逐步随着计算机性能的飞速发展和计算电磁学研究水平的不断进步而成为目前天线工程领域所广泛采用的方式，极大的缩减了从设计到实现所需的时间和成本。
本文将以矩形微带贴片天线为例，介绍利用该软件进行工程设计的主要流程与快捷方法。
2、设计流程
2.1 建模
HFSS软件提供了三种仿真求解模式，要进行天线设计与仿真，一般设置为模式驱动求解，在此模式下算法是根据端口电磁波的输入与反射功率形式来解算S参数。
进行变量定义工作可以方便模型的参数调整与优化，在此例中，天线的初始设计参量可根据经典设计理论得出。完成定义后，要对天线主体与馈电结构进行建模，包括了介质基板、接地面、贴片辐射元、辐射吸收边界和馈电位置等部分。
通过软件提供的基本结构模型与逻辑代数命令可以快速的建立所需的模型结构，并可设置模型的材料等仿真参数。如Draw box命令用于建立立方体，Draw rectangle命令用于建立矩形贴面等，而用布尔代数指令可作立体模型的空间合并与分解运算。
模型主体建立完成后，还需要根据天线的设计特点进行环境边界与激励源设置。在本例中按照天线实际应用需求，将接地板和微带贴片设置为有限电导率边界，将空气立方体设置为辐射吸收边界，将馈线端口设置成集总端口激励源等。
2.2 仿真
在实际仿真开始之前，需为天线模型新建一个求解设置项目，用于设定模型的仿真求解参数。由于HFSS软件采用自适应迭代算法，因此有限元求解的精度与计算时间成反比，而所需的计算时间也与运行软件的计算机的计算能力有很大关系。在每次求解设置中，需要给定S参数连续迭代误差ΔS的最大值，当计算结果小于给定值时，软件自动判断为求解已收敛，并结束求解运算。
从初步仿真结果可以看出，天线的谐振频率存在偏移，阻抗匹配也不理想，S11等性能参数均未达到预期值，这是由于设计天线参数的计算公式是从传输线理论导出，而传输线理论本身存在着缺陷，因此需要进行设计参数的优化调整。
2.3 优化
HFSS软件提供的参数扫描与参量优化功能都可实现对所设定变量的优化求解，其不同点在于，参数扫描是把变量参数在给定范围内按照给定步长进行全面求解，而后根据结果由人工选择所需要的参数，若所求解的变量范围较大且步长较小，容易造成计算机求解计算量过大；而参量优化则是根据使用者选择的优化算法来解算待优化变量，可以实现较高的精度，而总计算量取决于所采用的算法及给定的目标逼近精度。
从理论计算公式可知，背馈电理想的阻抗匹配点位置与贴片辐射元长度有关，辐射元长度是影响天线谐振频率的主要因素，而背馈电点位置又影响了天线谐振频率的偏移，因此如何确定两个变量的合理值使天线的性能指标最佳是最为关键的问题。在实际仿真背馈电结构之前，应综合考虑两个变量可能的变化取值范围，同时结合理论计算值与初步仿真结果，粗略选取几个参考值估计大致范围，在参考值区间范围内进行参数扫描求解。
实际上参数扫描的求解过程是将设定扫描的对象参数在求解范围内对整个模型进行分析求解，在扫描设置中可以看到参数扫描区间内所有的解算点（共64个），也可以在模型求解结果中创建并查看某个期望参量（如S Parameter）在参扫范围内的多条频扫曲线报告，从而便于更直观的找到扫描参数最佳调整值。
根据参扫结果，当微带贴片辐射元长度区间缩小在73～74mm范围内，背馈电点位置区间缩小在19～21mm范围内时，天线谐振中心频率可调整在915MHz左右，且可实现良好的阻抗匹配。
进一步的精确优化可采用HFSS软件提供的参量优化功能，选择某一参量作为优化目标，设定目标值，并采用Quasi Newton等算法对待优化参数进行求解。但由于背馈电结构其馈点位置本身对输入阻抗的影响是不确定的，因此在实际仿真时此类优化方式效果并不理想。
在工程设计中，实物的取值精度由于受到制造工艺的影响，往往都有一定限制，因此可以采用继续缩小范围进行参数扫描的方式来找到最佳取值点。根据前一次参扫结果，将贴片辐射元长度扫描范围变为73.2～73.5mm，馈电点位置扫描范围变为19～21mm，则看到参数扫描区间内的解算点变为84个。
3、结论
根据仿真结果，在采用背馈电方式的矩形微带贴片天线设计中，选择介电常数=4.4、厚度=5mm的介质基板，贴片辐射元尺寸为99.8×73.5mm、馈电点位置与辐射元宽边距离为19.7mm时，天线各项性能指标达到最佳。
参考文献
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