滤波电路

滤波电路（共11篇）

1.滤波电路 篇一

单相桥式整流滤波电路教案

我在给12级汽修班讲解整流滤波电路时，发现同学们不太理解工作原理。刚开始是这样讲的：

1． 简单介绍二极管的单向导电性，然后画出桥式整流电路的原理图。如下图所示：

2． 讲解整流电路的作用：把交流电转变成直流电。接着讲交流电的特点：电流（或电压）大小和方向随时间不断变化。

3． 讲交流转变成直流的过程。为了简化讨论，先不考虑电压的大小，只考虑方向，那么可以将交流电分成正负两个半周：正半周（下正下负）和负半周（下正上负）。

3.1 先讨论正半周（上正下负），此时会产生一个下图中红色线条所示电流。

负载电流方向：从上到下；电压方向：上正下负。

3.2 再讨论负半周，即下正上负。此时会产生下图中绿色线条所示的电流。

负载电流方向：从上到下；电压方向：上正下负。

3.3 整流电路小结：不管是正半周（上正下负）还是负半周（下正上负），负载电流都是从上往下，电压方向都是上正下负。即：输入的是交流电，负载得到的却是直流电。完成了从交流到直流的转变。

3.4 接下来讨论大小。我们知道二极管的管压降是0.7V。也就是说，二极管只在要导通，其管压降（两端电压）一直是0.7V，跟电流大小没有关系。也就是说，只要在输入电压的基础上减去两只二极管的管压降就是输出电压。于是就可以根据输入电压波形画出输出电压波形。波形如下：

3.5 整流电路结论：综合以上分析，我们可以得出，当AB端输入正弦交流电（Ui所示）时，OX上就会得到脉动的直流输出电压（Uo所示）。电压（电流）的方向不变（从上到下），大小在变（脉动直流）。单相桥式整流电路的工作原理，如果用一句话来总结，那就是：两两成对，交替导通。

4． 接下来讲滤波电路。

4.1 滤波电路的作用：把输出电压变得更加平滑。因为整流之后的输出电压波动很大，很多设备不能使用。

4.2 滤波电路的分类：电容滤波、电感滤波、组合滤波。工程中，用得最多的是电容滤波。因为电容滤波电路简单，成本低，效果好；不好的是给整流二极管带来很大的冲击电流，还会产生高次谐波，对电网有较大影响。电感滤波体积大、成本高（需要用铜或铝做成线圈），多用于大电流场合。组合滤波多用于要求较高的场合。电感滤波之后，往往会加一个电容，电感和电容就组成了组合滤波电路，当然还有电阻与电容组合而成的滤波电路。

4.3 画出电容滤波电路：

4.4 电容滤波工作原理：一种是教材上的解释，电容可以把直流隔断，又可以让交流通过（隔直通交）。整流之后的脉动直流既有直流成分，又有交流成分。电容的作用就是保留直流成分，把交流成分滤掉（交流通过电容返回电源）。这样一来，就只剩直流了。另一种解释是，电容是储能元件。当输入电压高时，输入不光给负载供电，还给电容充电，这时电容上储存有相当的电能，当输入电压由高转低，电容就给负载放电。当输入电压又升高后，又给电容充电。如此周而复始，在负载上就得到了比原来高且平滑的电压。工作原理示意图如下：

4.5 经过滤波后的波形如下图所示：

上述波形中，弯曲的部分是输入给电容充电（当然此时输入还给负载供电），直线部分是电容给负载放电。波形的平滑程度取决于R与C的乘积。R与C的乘积越大，波形就越平滑；R与C的乘积越小，波谷就越深。

5． 总结：经过上面的讲述，同学们对整流有一定的认识，但是理解不透彻；对滤波就是稍微有点概念，对工作原理理解不了。

反思：面对同学们的困惑，我向同一教研组的其他老师请教，他们也想不出好的讲解方法来。我又到网上搜索相关的教案、视频、动画等资料，发现大同小异，跟我讲的大体相当。

1． 后来我想起同学们在听整流时，对为什么会产生图中折线电流表示不理解。于是我在下一个班讲解为什么会出现折线所示电流时换成另外一种讲法。

2． 按电流方向往下走。电流从正极A出发。

这时有两个方向，流过哪些只二极管呢？流过D4不可能（电流方向与二极管方向相反），只能从D1流过。

这时也有两个方向，可从D2流过不可能（电流方向与二极管方向相反），只能经X流过电阻R1。

这时又有两个方向，从D3流过还从D4过呢？把各点电压标上去，就一目了然。假设某一时刻AB间的电压为12V。令B点电压为0V，则A点电压为12V。因为二极管的管压降是0.7V，所以D1的阴极电压是11.3V，D3的阳极电压是0.7V。电流是不能从低电压低的地方流向电压高的地方，所以只能从D3流过。同理，电流到达D3阴极后，也不能经D2流过，只能回到电源负极B。电流流向如下图所示：

从图中可以看出，D2和D4反向截止，没有导通。我们干脆把D2和D4从图中擦掉，得到下图。

再把图中二极管移动一下位置，得到下图。

同理，当交流电下正上负时，可以得到如下图所示电流：

再做一下变形，即可得到。

经过如此讲述，同学们对于折线所示电流有了较为清晰的认识。3． 接下来说说对滤波电路讲解所做的改变。

同学们对于滤波本身没有太多的认识，因此我举一个关于水电站例子说明滤波的作用。

这是一座水电站示意图。水库的上游有很多条河流，把水流到水库储存起来。大坝下游装有发电机。上游河流的水流是不稳定的，时大时小。造成水流不稳定的因素有很多，比如季节变化、天气原因、农田灌溉、蓄洪泄洪等。而大坝下游的发电机却要求供水非常稳定，要不然发出的电时高时低，用起来很不方便。把上游河流的水流比如成整流之后输出的电流是恰当的：方向不变，大小时刻在变。而供给发电机的水流却要求非常稳定，就好比滤波之后的电压。解决这个问题的办法，就是在中间建一个水库。当上游戏河流水流大的时候，上游河流的水不光给发电机供水，还把多余的水储存在水库里，当上游河流水流较小的时候，水库就放出一部分水供给发电机，保证供给发电机的水流稳定。此处水库的作用就相当于整流滤波电路中的电容：当输入电压较高时，输入电压不光给负载供电，还把多余的电能储存在电容里，当输入电压由高降低后，电容就把储存在其中的电能释放出来，这样就保证负载上得到了平滑的电压。水电站中，水库越大，调节能越强；整流滤波电路中，电容越大，输出越平滑。

经过这样讲述，同学们对整流滤波电路理解深刻多了。

经过此次改变，我发现给中职生讲课时，要针对他们基础比较薄弱、理解能力不是很强的特点，做一些改变，力求深入浅出、形象生动，举一些贴近生活的实例，才能让同学们学得进、记得牢，而不是单纯地把理论讲得多么透彻。有时为了讲清某个知识点，需要反复讲多次，甚至用不同的讲解方法讲多次，才能达到比较好的效果。

2.滤波电路 篇二

1单相半波整流电路

电路如图1所示,为了问题的简化并突出重点,所有器件都认为是理 想器件。变压器副 边电压U2是正弦波。

当U2在正半周时,A点电位比B点高,二极管D加正向电压而导通,因为忽略了二极管正向导通压降,所以uo与u2完全相同,则,负载电压uo、二极管管压降ud、 流过负载的电流io和二极管的电流id为:

当U2在负半周时,A点电位比B点低,二极管D加反向电压而截止,则,负载电压uo、二极管管压降ud、 流过负载的电流io和二极管的电流id为:

通过积分计算不难算出负载上输出电压、电流为

输出电压的脉动系数 ( S) 定义为输出电压的基波最大值与输出直流电压平均值之比。则

S = = = 1. 57

如图2所示。

2电容滤波电路

实际生活中桥式整流滤波电路应用广泛,这里以它为例分析一下电容滤波电路。

如图3 ( a) 所示,不妨令电容初始电压为零,则当u2按正弦规律从零时刻上升时,D1、D3导通,电容开始充电,因为导线和二极管都是理想器件,所以,电容充电完全和u2一样按正弦规律上升,直至充到最大值U2。此后u2按正弦规律下降; 电容两端电压的变化要复杂得多, 主要由电容容量和负载电阻决定。如果负载电阻无穷大即负载开路,则电容两端电压将不减小一直保持U2,这是因为u2下降后,电容两端电压大于u2,D1、D2都截止, 电容上电量没有放电回路不会减少。如果负载电阻不是无穷大即带载状态,则电容将通过电阻放电,电容两端电压将减小,但具体按什么规律减小还要具体分析。因为u2按正弦规律下降,速度由零逐渐增大,而电容电压按指数规律下降,速度由大逐渐减小到零 ( 理论上要无穷长时间) ,两者总有速度相等的时刻。显然在此之前电容一直被u2充电,电压与u2相等 ( 如图3 ( b) bc段所示) ,此后D1、D2都将截止,电容电压按指数规律下降 ( 如图3 ( b) cd段所示) 。其中的d点是下一个充电周期的开始, 此时u2电压的绝对值又等于电容电压,且按正弦规律上升,电容又开始充电。如此反复,周而复始。图3 ( c) 是考虑电源内阻及二极管压降的情况下的电容电压波形, 阴影部分为整流电路内阻上的压降。

从图3 ( b) 可以看出,经滤波后的电容电压不仅变得比较平滑且平均值也得到提高。电容放电时按指数规律变化,放电快慢由放电时间常数RLC决定,RLC越大放电越慢,输出电压越平滑平均值越大。

以上是从纯物理的角度对电容滤波的分析,下面从数学和物理的角度进行分析。

桥式整流电路波形傅里叶展开式如图4所示。

其中的第一项即是直流分量,也就是输出电压的平均值,后面各项为各次谐波。将此电压加在后面的RL、 C并联电路上,RL的阻抗与电源频率无关,而电容C的容抗为与频率有关,频率越高容抗越小。根据叠加原理我们可以理解为各个电源单独作用于RL、C并联电路。 则无论是电容或是负载电阻两端获得的电压都是uL,仍为全波整流波形,一点也没有实现 “滤波”效果。如果考虑电源内阻的作用,则由于内阻上压降与电源输出电流成比例,那么随着谐波频率的增高,电容容抗会越来越小,电容和电阻组成的阻抗的模就会越来越小,与电源内阻分压时获得的分压比例也就越来越小。结果是与uL各谐波相比,电阻两端电压的谐波幅度随谐波频率的升高而越来越小,电阻两端的电压总谐波含量比uL高频含量减少了,即部分谐波被滤掉了,达到了一定的 “滤波”目的。

比较以上从物理角度和数学物理角度进行的分析不难发现: 桥式整流波形用傅里叶级数展开后作用于电阻电容并联电路,考虑电源内阻时 “有部分滤波”和理想电源时毫无 “滤波”效果; 从物理角度分析时无论考虑不考虑电源内组电容都有很好的滤波效果。我们是从不同角度对同一物理现象进行分析的,怎么结果会如此大相径庭? 问题出现在哪里?

可以肯定的是桥式整流电容滤波充放电过程是没有错误的,桥式整流的波形是正确的,傅里叶级数也是没有问题的,相信电阻、电容频率响应,分压分流也是没有问题的,那么哪里有问题?

3.滤波电路 篇三

前言

伴随着计算机技术与电力电子技术以及运动控制技术的飞速发展，电力电子器件在这样的环境中也发生着巨大的转变。根据国内外的研究背景来分析，变频技术正在朝着小型化、多功能的方向发展，而电力电子器件也从半控器件、全控器件、功率模块一直发展到现在的智能功率模块。智能功率模块具有集成度高和体积小的特点，其在有源滤波器装置中的应用能够有效保护电路以及控制电压。本文研究了IPM的电路设计，并分析了其具体应用。

一、IPM智能功率模块的概述

智能功率模块是由高速和低功率的电子芯片以及优选的门级驱动和保护电路共同构成的。由此看来，其具有开关速度快和功耗低的特点。智能功率模块中每一个晶体管的驱动电路都设计出了最佳的驱动条件。和传统的晶体管模块相比，IPM在系统性能以及可靠性方面都有了很大程度的提高[1]。

IPM应用于有源滤波器当中能为内建中的保护电路提供4种保护功能，分别是过流保护、短路保护、欠压保护以及过热保护功能。在实际的工作当中，如果IPM模块中体现出一种保护电路的动作，整个滤波器的驱动单元就会关闭门极电流，同时传输出一个故障信号，有效保护整个电路。

二、IPM智能功率模块的电路设计

智能功率模块的电路设计主要包含了三个方面内容，分别是驱动电路部分、缓冲吸收电路部分以及保护电路部分。

在实际的智能功率模块中，有一种R型的智能功率模块，在其内部一共装有7个晶体管，并在1200V/75A的条件下运行。由于智能功率模块内部装置了驱动电路，因此和普通晶体管驱动的电路设计相比而言，外部驱动的电路设计则更加简洁。之所以出现这种简便的装置，根本原因在于驱动电源以及光耦接口中电路的设计[2]。

值得注意的是，智能模块功率对驱动电路的输出电压有着十分严格的要求，这种严格的要求具体体现在：首先，驱动电压的范围为（1±10%）×15V，如果电压小于13.5V的话将会发生欠压保护的现象，电压如果高于16.5V的话将会产生损坏内部零件的情况。其次，驱动电压要相互隔离，以此避免地线的噪声相互干扰。最后一点，驱动电流输出端滤波的总体电容量不能过大，因为当所寄生的电容超过了100pF时，噪声的干扰将会有可能在错误的情况下触发到内部的驱动电路[3]。

在缓冲吸收电路的部分中，智能功率模块所产生电压的主要原因是存在着关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压。关断浪涌电压是指在关断的瞬间流过晶体管的电流时产生瞬态的高压，而当续流二极管恢复到反向的阻断能力时就会产生和关断浪涌所相似的浪涌电压。因此，为了保护晶体管就必须使用到缓冲吸收电路，缓冲吸收电路可以用来控制晶体管等功率元件的关断浪涌电压以及续流二极管恢复浪涌电压，从而在减少对开关损耗的同时能够使功率元件的功率达到极限。

三、智能功率模块的具体应用

驱动电路IPM（Intelligent Poewr Module）智能功率模块是主电路和控制电路之间的一个接口，该接口的作用是确保驱动电路的稳定，而稳定的驱动电路对有源滤波器（APF）整个装置的运行、可靠性能以及安全性能都有着十分重要的意义。在功率的驱动电路当中，保护电路是不可或缺的一项功能，完整的系统保护不能够仅仅依靠智能功率模块当中的内部保护功能，在实际的运行当中还需要借助外围的保护电路。IPM（Intelligent Poewr Module）智能功率模块内部保护功能在其发生故障的时候会有效输出一个故障的信号，外围的保护就是在故障信号处理的基础上提供保护措施[4]。

在传统的有源滤波器（APF）中，所采用的是电感和电容的元件来运行，这种元件组成具有很大的弊端，比如说其具有占用的体积大、受到参数的影响比较大以及补偿性差的缺陷等，故传统的有源滤波器仅仅能够抑制住固定次数的谐波。而应用IPM（Intelligent Poewr Module）智能功率模块在有源滤波器（APF）中，在很大程度上会提升其运行的能力，同时产生出高速的输出冲脉。如果在实际的运用中能够使用多种结构来进行串联或并联的工作，将会得到更多的控制点，输出的波形也会更加明显[5]。

结论：目前，在我国的电力有源滤波器（APF）中，智能功率模块IPM（Intelligent Power Module）的应用极为广泛。将由绝缘栅双极型晶体管（IGBT）构成的智能功率模块IPM应用在有源滤波器（APE）中，可以有效简化电路中的设计，减少相关的智能功率控制环节，从而大幅度提高电路系统的安全性及可靠性。所以，只要在电路设计时注意对智能功率模块IPM相关电路的设计，就能更好的完善电路中的智能功率控制系统。

参考文献

[1]袁涛，郑建勇，康静.IPM智能功率模块电路设计及其在有源滤波器装置中应用[J].电力自动化设备，2011，05（19）：88-91.

[2]曾伟，程汉湘.《电力自动化设备》2007年著者索引（第27卷第1～12期）[J].电力自动化设备，2011，12（21）：113-121.

[3]刘建，吴春芳，朱约章，IGBT-IPM智能模块的电路设计及在SVG装置中的应用[J].国外电子元器件，2014，03（22）：40-44.

[4]吴国亮，邹秀斌，孙斌.IPM智能功率模块在高精度惯导测试设备中的应用[J].计算机测量与控制，2010，10（10）：2247-2249-2252.

[5]范瑞祥，罗安，李欣然.并联混合型有源电力滤波器的系统参数设计及应用研究[J].中国电机工程学报，2011，02（09）：106-111.

4.滤波技术 篇四

滤波技术是抑制干扰的一种有效措施，尤其是在对付开关电源EMI信号的传导干扰和某些辐射干扰方面，具有明显的效果。任何电源线上传导干扰信号，均可用差模和共模干扰信号来表示。差模干扰在两导线之间传输，属于对称性干扰；共模干扰在导线与地(机壳)之间传输，属于非对称性干扰。在一般情况下，差模干扰幅度小、频率低、所造成的干扰较小，共模干扰幅度大、频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的干扰较大。因此，欲削弱传导干扰，把EMI信号控制在有关EMC标准规定的极限电平以下。

除抑制干扰源以外，最有效的方法就是在开关电源输入和输出电路中加装EMI滤波器。一般设备的工作频率约为10～50 kHz。EMC很多标准规定的传导干扰电平的极限值都是从10 kHz算起。对开关电源产生的高频段EMI信号，只要选择相应的去耦电路或网络结构较为简单的EMI滤波器，就不难满足符合EMC标准的滤波效果。

瞬态干扰

是指交流电网上出现的浪涌电压、振铃电压、火花放电等瞬间干扰信号，其特点是作用时间极短，但电压幅度高、瞬态能量大。瞬态干扰会造成单片开关电源输出电压的波动；当瞬态电压叠加在整流滤波后的直流输入电压ＶＩ上，使ＶＩ超过内部功率开关管的漏－源击穿电压Ｖ（ＢＲ）ＤＳ时，还会损坏ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ芯片，因此必须采用抑制措施。

通常，静电放电（ESD）和电快速瞬变脉冲群（EFT）对数字电路的危害甚于其对模拟电路的影响。静电放电在5 — 200MHz的频率范围内产生强烈的射频辐射。此辐射能量的峰值经常出现在35MHz — 45MHz之间发生自激振荡。许多I/O电缆的谐振频率也通常在这个频率范围内，结果，电缆中便串入了大量的静电放电辐射能量。

当电缆暴露在4 — 8kV静电放电环境中时，I/O电缆终端负载上可以测量到的感应电压可达到600V。这个电压远远超出了典型数字的门限电压值0.4V。典型的感应脉冲持续时间大约为400纳秒。将I/O电缆屏蔽起来，且将其两端接地，使内部信号引线全部处于屏蔽层内，可以将干扰减小60 — 70dB，负载上的感应电压只有0.3V或更低。

电快速瞬变脉冲群也产生相当强的辐射发射，从而耦合到电缆和机壳线路。电源线滤波器可以对电源进行保护。线 — 地之间的共模电容是抑制这种瞬态干扰的有效器件，它使干扰旁路到机壳，而远离内部电路。当这个电容的容量受到泄漏电流的限制而不能太大时，共模扼流圈必须提供更大的保护作用。这通常要求使用专门的带中心抽头的共模扼流圈，中心抽头通过一只电容（容量由泄漏电流决定）连接到机壳。共模扼流圈通常绕在高导磁率铁氧体芯上，其典型电感值为15 ～ 20mH。

传导的抑制

往往单纯采用屏蔽不能提供完整的电磁干扰防护，因为设备或系统上的电缆才是最有效的干扰接收与发射天线。许多设备单台做电磁兼容实验时都没有问题，但当两台设备连接起来以后，就不满足电磁兼容的要求了，这就是电缆起了接收和辐射天线的作用。唯一的措施就是加滤波器，切断电磁干扰沿信号线或电源线传播的路径，与屏蔽共同够成完善的电磁干扰防护，无论是抑制干扰源、消除耦合或提高接收电路的抗能力，都可以采用滤波技术。针对不同的干扰，应采取不同的抑制技术，由简单的线路清理，至单个元件的干扰抑制器、滤波器和变压器，再至比较复杂的稳压器和净化电源，以及价格昂贵而性能完善的不间断电源，下面分别作简要叙述。

专用线路

只要通过对供电线路的简单清理就可以取得一定的干扰抑制效果。如在三相供电线路中认定一相作为干扰敏感设备的供电电源；以另一相作为外部设备的供电电源；再以一相作为常用测试仪器或其他辅助设备的供电电源。这样的处理可避免设备间的一些相互干扰，也有利于三相平衡。值得一提的是在现代电子设备系统中，由于配电线路中非线性负载的使用，造成线路中谐波电流的存在，而零序分量谐波在中线里不能相互抵消，反而是叠加，因此过于纤细的中线会造成线路阻抗的增加，干扰也将增加。同时过细的中线还会造成中线过热。

瞬变干扰抑制器

属瞬变干扰抑制器的有气体放电管、金属氧化物压敏电阻、硅瞬变吸收二极管和固体放电管等多种。其中金属氧化物压敏电阻和硅瞬变吸收二极管的工作有点象普通的稳压管，是箝位型的干扰吸收器件；而气体放电管和固体放电管是能量转移型干扰吸收器件（以气体放电管为例，当出现在放电管两端的电压超过放电管的着火电压时，管内的气体发生电离，在两电极间产生电弧。由于电弧的压降很低，使大部分瞬变能量得以转移，从而保护设备免遭瞬变电压破坏）。瞬变干扰抑制器与被保护设备并联使用。

气体放电管

气体放电管也称避雷管，目前常用于程控交换机上。避雷管具有很强的浪涌吸收能力，很高的绝缘电阻和很小的寄生电容，对正常工作的设备不会带来任何有害影响。但它对浪涌的起弧响应，与对直流电压的起弧响应之间存在很大差异。例如90V气体放电管对直流的起弧电压就是90V，而对5kV/μs的浪涌起弧电压最大值可能达到1000V。这表明气体放电管对浪涌电压的响应速度较低。故它比较适合作为线路和设备的一次保护。此外，气体放电管的电压档次很少。

金属氧化物压敏电阻

由于价廉，压敏电阻是目前广泛应用的瞬变干扰吸收器件。描述压敏电阻性能的主要参数是压敏电阻的标称电压和通流容量即浪涌电流吸收能力。前者是使用者经常易弄混淆的一个参数。压敏电阻标称电压是指在恒流条件下（外径为7mm以下的压敏电阻取0.1mA；7mm以上的取1mA）出现在压敏电阻两端的电压降。由于压敏电阻有较大的动态电阻，在规定形状的冲击电流下（通常是8/20μs的标准冲击电流）出现在压敏电阻两端的电压（亦称是最大限制电压）大约是压敏电阻标称电压的1.8～2倍（此值也称残压比）。这就要求使用者在选择压敏电阻时事先有所估计，对确有可能遇到较大冲击电流的场合，应选择使用外形尺寸较大的器件（压敏电阻的电流吸收能力正比于器件的通流面积，耐受电压正比于器件厚度，而吸收能量正比于器件体积）。使用压敏电阻要注意它的固有电容。根据外形尺寸和标称电压的不同，电容量在数千至数百pF之间，这意味着压敏电阻不适宜在高频场合下使用，比较适合于在工频场合，如作为晶闸管和电源进线处作保护用。特别要注意的是，压敏电阻对瞬变干扰吸收时的高速性能（达ns)级，故安装压敏电阻必须注意其引线的感抗作用，过长的引线会引入由于引线电感产生的感应电压（在示波器上，感应电压呈尖刺状）。引线越长，感应电压也越大。为取得满意的干扰抑制效果，应尽量缩短其引线。关于压敏电阻的电压选择，要考虑被保护线路可能有的电压波动（一般取1.2～1.4倍）。如果是交流电路，还要注意电压有效值与峰值之间的关系。所以对220V线路，所选压敏电阻的标称电压应当是220×1.4×1.4≈430V。此外，就压敏电阻的电流吸收能力来说，1kA（对8/20μs的电流波）用在晶闸管保护上，3kA用在电器设备的浪涌吸收上；5kA用在雷击及电子设备的过压吸收上；10kA用在雷击保护上。压敏电阻的电压档次较多，适合作设备的一次或二次保护。2.1.7硅瞬变电压吸收二极管（TVS管）硅瞬变电压吸收二极管具有极快的响应时间（亚纳秒级）和相当高的浪涌吸收能力，及极多的电压档次。可用于保护设备或电路免受静电、电感性负载切换时产生的瞬变电压，以及感应雷所产生的过电压。TVS管有单方向（单个二极管）和双方向（两个背对背连接的二极管）两种，它们的主要参数是击穿电压、漏电流和电容。使用中TVS管的击穿电压要比被保护电路工作电压高10％左右，以防止因线路工作电压接近TVS击穿电压，使TVS漏电流影响电路正常工作；也避免因环境温度变化导致TVS管击穿电压落入线路正常工作电压的范围。TVS管有多种封装形式，如轴向引线产品可用在电源馈线上；双列直插的和表面贴装的适合于在印刷板上作为逻辑电路、I/O总线及数据总线的保护。

TVS管在使用中应注意的事项：

１、对瞬变电压的吸收功率（峰值）与瞬变电压脉冲宽度间的关系。手册给的只是特定脉宽下的吸收功率（峰值），而实际线路中的脉冲宽度则变化莫测，事前要有估计。对宽脉冲应降额使用。

２、对小电流负载的保护，可有意识地在线路中增加限流电阻，只要限流电阻的阻值适当，不会影响线路的正常工作，但限流电阻对干扰所产生的电流却会大大减小。这就有可能选用峰值功率较小的TVS管来对小电流负载线路进行保护。

３、对重复出现的瞬变电压的抑制，尤其值得注意的是TVS管的稳态平均功率是否在安全范围之内。

４、作为半导体器件的TVS管，要注意环境温度升高时的降额使用问题。

５、特别要注意TVS管的引线长短，以及它与被保护线路的相对距离。

６、当没有合适电压的TVS管供采用时，允许用多个TVS管串联使用。串联管的最大电流决定于所采用管中电流吸收能力最小的一个。而峰值吸收功率等于这个电流与串联管电压之和的乘积。

７、TVS管的结电容是影响它在高速线路中使用的关键因素，在这种情况下，一般用一个TVS管与一个快恢复二极管以背对背的方式连接，由于快恢复二极管有较小的结电容，因而二者串联的等效电容也较小，可满足高频使用的要求。

5.飞参数据综合滤波算法 篇五

根据功率相等的原则提出了飞参数据中的野值滤波方法.运用神经网络和最小二乘法加权的方法对缺损数据进行填充,并分别与最小二乘法和神经网络的`处理结果进行比较.仿真结果表明,运用该方法进行数据处理,可以在保证数据完整准确的情况下,有效地弥补飞参记录数据的缺陷,提高了数据的准确性和可信度.

作 者：李果 王小兵 杜军 李学仁 LI Guo WANG Xiao-bing DU Jun LI Xue-ren 作者单位：李果,杜军,李学仁,LI Guo,DU Jun,LI Xue-ren(空军工程大学工程学院,西安,710038)

王小兵,WANG Xiao-bing(西安航空职业技术学院,陕西,阎良,710089)

6.滤波电路 篇六

传统静基座初始对准主要采用扩展卡尔曼滤波技术.扩展卡尔曼滤波器本质上要求系统近似线性.当近似线性要求得不到满足,会产生很大的偏差,大大降低对准精度,甚至会发散.粒子滤波是一种新出现的滤波技术,对模型不作线性限制,非常适于解决非线性问题,估计精度大大高于传统扩展卡尔曼滤波器.但是,要求维数不能太高,否则会产生计算灾难问题.惯导误差模型的维数较高,这使得粒子滤波技术无法实际应用于初始对准中.本文通过对静基座误差方程进行分析,提出了一种级联模型.将原有模型分解为级联的两个子模型,每个子模型的`状态变量维数都很低,然后对两个子模型分别应用卡尔曼滤波器和粒子滤波器进行滤波处理.实验仿真结果表明,这种基于卡尔曼滤波器和粒子滤波器级联模型的算法降低了计算量,大大提高了初始对准的精度,具有重要的现实意义.

作 者：徐剑 毕笃彦 王洪迅 袁建国 XU Jian BI Du-yan WANG Hong-xun YUAN Jian-guo  作者单位：徐剑,XU Jian(空军工程大学工程学院,陕西,西安,710038;空军装备研究院通信所,北京,100085)

毕笃彦,王洪迅,BI Du-yan,WANG Hong-xun(空军工程大学工程学院,陕西,西安,710038)

7.滤波电路 篇七

早期的谐波检测都是采用滤波器来实现的, 存在着易受干扰、检测谐波次数少等缺陷。当软件FFT (快速傅里叶变换) 算法出现后, 由于克服了硬件谐波检测方式的缺陷, 因而得到了广泛应用, 目前大部分智能供电系统中谐波检测和分析都采用该软件算法实现。但在实际应用中, 由于软件FFT算法需要一个完整基波周期的数据, 且如需检测的谐波次数升高, 采样点必须成倍增加, 继而会产生占用处理器内存空间大、数据运算时间长、频谱混叠等问题, 这势必会给CPU增加很大的负荷, 甚至有可能影响到控制系统的实时性和稳定性, 而换用高性能的处理器必然会增加系统的成本。在实际应用中, 我们往往只对某些特定次数的谐波感兴趣, 如3次、5次、11次、19次等, 并不需要检测所有的谐波谱, 而此时采用硬件滤波电路“挑出”我们感兴趣的谐波, 就可以克服软件FFT算法带来的占用内存空间大、数据运算时间长等弊端。采用基于有源带通滤波器 (BPF) 的可控滤波电路, 可直接对相应谐波进行采样, 由于整个谐波检测过程主要由硬件电路实现, 减少了CPU对谐波检测和分析的工作量, 在对谐波进行定性分析时, 其检测精度和稳定性能够满足实际需要。该系统可采用成本低廉的低端单片机进行控制, 也可与其他管理功能共用一个处理器, 电路结构简单, 大大降低了成本。

1 系统硬件结构

图1为系统基本结构框图。电路主要由MSP430单片机、有源谐波检测电路、信号调理电路组成。负载中含有谐波的信号Vi通过由CPU控制中心频率的有源谐波检测电路挑出相应的谐波信号V′, 再由信号调理电路将其调理成0V~3.3V的标准信号Vo供后续电路 (本系统中为MSP430F149的集成AD12) 采集、分析。

1.1 主要芯片

MSP430系列单片机是一种16位超低功耗、具有精简指令集 (RISC) 的混合信号处理器 (Mixed Signal Processor) 。其针对实际应用需求, 将多个不同功能的模拟电路、数字电路模块和微处理器集成在一个芯片上, 以提供“单片”解决方案。

CD4066是4路双向模拟开关, 控制端输入高电平时该路导通, 输入低电平时该路关断, 通过单片机提供的控制信号可控制电路的导通与关断, 将不同阻值的电阻接入电路, 即可构成不同中心频率的带通滤波器, 从而可以“挑出”相应次数的谐波进行检测。在本设计中CD4066的控制信号由MSP430提供。

1.2 滤波电路

滤波电路是一种只允许某一部分频率的信号顺利通过, 而将另一部分频率的信号滤掉的电路, 其作用实质上是“选频”, 常用于无线电通信、自动测量和控制系统中对模拟信号的处理。根据其选频作用, 滤波器可分为低通滤波器 (LPF) 、高通滤波器 (HPF) 、带通滤波器 (BPF) 和带阻滤波器 (BEF) 。

由于无源滤波器电压放大倍数低, 带负载能力差, 故滤波电路采用一阶有源带通滤波器。其主要参数有中心频率f0、品质因数Q和通带宽度B。在设计应用于电力系统的带通滤波器时, 由于谐波频率较为固定, 相邻谐波间一般没有其他频率的信号, 因而对带通滤波器的参数要求相对较宽松, Q值可以设的比较高, 带宽变窄, 滤波器对谐波的分辨能力强。图2为带通滤波器幅频特性。理想状况下在下限截止频率f1和上限截止频率f2处谐波的幅值应该变为0, 但实际应用中往往会有一些通频带以外的谐波信号通过滤波器。实验证明, 带通滤波器中50 Hz的基波电流大约有8%的通过率, 尽管已有较大衰减, 但由于电力系统所有谐波信号中基波信号比重很大, 其对所检测谐波信号的影响也最大, 为减小基波干扰, 可以考虑在滤波器信号输出端接一个针对基波信号的简易基波抑制电路 (硬件解决方案) 。

图3为经典的一阶有源带通滤波电路, 由RC元件与运算放大器UA741组成, 左边的UA741接成电压跟随器电路, 可以保证被采集的信号不受干扰;右边的UA741及其周围的RC组成一个有源带通滤波器 (BPF) , 其功能是只允许符合被检测条件的谐波信号通过, 抑制或急剧衰减通频带以外频率的谐波信号。被采集的信号Vi从输入端进入滤波电路, 理论上只有符合被检测频率的信号V′从电路右端输出, 其他频率的信号均被过滤掉, 这样就“挑”出了我们所需的谐波信号。电阻Rx使用可调变阻器, 可以对被检测的谐波频率进行微调。

1.3 可控滤波电路设计

可控滤波电路设计的关键在于首先能够对多个不同频率的谐波信号分别进行检测, 其次是能够对这些谐波信号进行循环检测。由图3可知, 通过改变电阻Rx、Ra和Rb的阻值即可改变滤波器的中心频率, 且这3个电阻的阻值大致相同。下面以该电路在高校公寓智能供电系统中的应用为例来介绍其工作原理。

在高校公寓智能供电系统中, 由半波对称特性可知偶次谐波可以被抵消, 而高次谐波对电路的影响又比较小, 故只设置了对3次、5次、7次、9次谐波的可控检测。图4为可控滤波电路, 是在图3的电路中接入了3个模拟开关CD4066和若干不同阻值的电阻。电阻Rx、Ra、Rb分别设计为4组不同阻值的电阻, Rx对应Rx1、Rx2、Rx3、Rx4;Ra对应Ra1、Ra2、Ra3、Ra4;Rb对应Rb1、Rb2、Rb3、Rb4。其中Rx1、Ra1、Rb1这3个电阻为一组, 由同一个单片机信号控制, 同时导通或关断。Rx2、Ra2、Rb2为第二组电阻, Rx3、Ra3、Rb3为第三组电阻, Rx4、Ra4、Rb4为第4组电阻, 每一组中的3个电阻均同时导通或关断。MSP430给CD4066发送控制信号, 控制4组电阻中的某一组导通, 且同一时刻仅允许有一组电阻导通。当第一组电阻导通时, 电路检测的是3次谐波;当第二组电阻导通时, 电路检测的是5次谐波;当第三组电阻导通时, 电路检测的是7次谐波;当第四组电阻导通时, 电路检测的是9次谐波。

确定每一组电阻中的电阻值, 也是电路设计的一个关键。高校公寓中所用市电电压为220V, 频率为50Hz, 故3次、5次、7次、9次谐波的频率分别为150Hz、250Hz、350Hz和450Hz。由带通滤波器的中心频率计算公式可以分别计算出检测3次、5次、7次、9次谐波时Rx、Ra、Rb的电阻值。经计算得到的4组电阻值为:Rx1=Ra1=Rb1=10.6kΩ;Rx2=Ra2=Rb2=6.37kΩ;Rx3=Ra3=Rb3=4.55kΩ;Rx4=Ra4=Rb4=3.54kΩ。

在实际应用中, 由于CD4066芯片存在内阻以及其他干扰因素, 直接采用计算所得电阻值进行滤波效果并不理想, 需要对电阻值的大小进行适当微调。通过单片机向模拟开关CD4066发送控制信号控制某一路电阻的通断即可检测待测信号中是否存在3次、5次、7次、9次中的任意次谐波, 也可对这4种谐波信号进行循环检测。如需检测其他次数的谐波或者对更多路不同的谐波进行循环检测时, 只需改变电阻Rx、Ra和Rb的阻值、增设CD4066芯片即可。如果需要检测的谐波次数比较多, 也可考虑使用数控电位器来实现。

2 结果分析

当可控滤波电路的第一组电阻Rx1、Ra1、Rb1导通时, 检测的是3次谐波, 其中心频率为150 Hz。由电路输入端输入一个频率为150Hz、幅值为5V的正弦波信号时, 输出信号的幅值为3.66V。保持输入信号的幅值不变, 改变其频率, 输出信号的幅值变化情况见表1。

由表1可以得出以下结论: (1) 输入信号的频率是150Hz时, 输出信号的幅值最大, 为3.66V; (2) 在频率为150Hz的输入信号两侧, 输出信号的幅值急剧衰减; (3) 输入信号的频率小于130Hz或大于170Hz时, 输出信号的电压已经很微弱, 基本符合图2中带通滤波器的幅频特性, 且其通带宽度大约是40Hz; (4) 只有3次谐波可以顺利通过该电路, 实现了对3次谐波的检测。

用单片机控制其他3组电阻导通, 分别对5次、7次、9次谐波进行相同的实验, 得到的结果类似。

3 结束语

电路的可控谐波检测功能主要由硬件电路实现, 其组成也只有几个小器件和电容电阻, 设计简单, 成本低廉。在高校智能测控管理系统中采用此设计能够很大程度上减小CPU的负荷, 提高测控管理系统的稳定性。电路运行非常稳定、可靠, 其检测结果作为定性分析能够满足实际需要, 移植性好, 可广泛应用于多种不同场合, 具有很大的推广价值。

参考文献

[1]杨素行.模拟电子技术简明教程[M].北京:高等教育出版社, 2006.

[2]王兆安, 杨君, 刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[3]谢自美.电子线路设计、实验、测试[M].武汉:华中理工大学出版社, 1994.

8.有源高通滤波器的设计 篇八

关键词 GIC SC滤波器 高通滤波器

中图分类号：TN713 文献标识码：A

1 有源高通滤波器的特性

高通滤波器是一个使高频率比较容易通过而阻止低频率通过的系统，它去掉了信号中不必要的低频成分。在电力系统中，谐波补偿时用高通滤波器滤除某次及其以上的各次谐波。由于在基本的电路元件中电感是最不理想的，体积大，价格昂贵，不适合IC型式的大规模生产。文中介绍了频率限制在兆赫兹以下范围用运算放大器取代电感来设计高通滤波器的方法，并介绍了用级联设计方法和直接综合法实现高阶有源高通滤波器。

2 级联的方法设计高通滤波器

一阶和二阶滤波器是构建高阶滤波器的基本模块，一阶滤波器有反相和同相两种结构，二阶滤波器有Sallen-Key和多路反馈两种结构。

设计举例：设计一个三阶贝塞尔高通滤波器，要求滤波器的转折频率fc=1KHz。

设计思路是首先查表取出三阶贝塞尔滤波器的系数，然后计算每级滤波器的参数。先选定电容值，然后计算出电阻值。设定C1=C2= C3=100nF，第一级用一个一阶同相高通滤波器，R1=4.2k€%R；第二级用一个二阶Sallen-Key高通滤波器，R4=6.36 k€%R，R5=3.34 k€%R。图1是设计的滤波器仿真电路。

3 梯形模仿设计高通滤波器

从模块化设计的角度来说，要求级联滤波器的各部分相互独立。从灵敏度方面考虑，可以以无源RLC梯形原型作为出发点，用模仿模块来替代电感使滤波器变成有源结构。

举例设计，设计一个椭圆高通滤波器，fc=300Hz，Amax=0.1dB，Amin=40dB。

首先画出要设计的高通滤波器对应的高通全极点梯形电路，然后用通用阻抗转换器（GIC） 来模仿电感，并综合出与频率有关的电阻值，就可以来实现不同响应的高通滤波器。图2是最终设计的电路。

4 通用SC滤波器综合成高阶高通滤波器

LMF100CIWM通用SC滤波器是由两个双积分环路模块组成，在每一模块中都配置了一个独立的运放，借助外部电阻能独立的配置成低通、带通、高通、带阻和全通响应，具有可编程性。通过级联多个双积分器环路节可以实现高阶滤波器。

举例设计：采用两个LMF100CIWM，设计一个fc=500Hz，高频增益为0dB的八阶1.0dB切比雪夫高通滤波器。

设计过程，令fck=100fc=50KHz。查表取出各级参数，令LMF100CIWM的节A为低Q级，节B为高Q级，要避免各滤波器级的电路进入饱和，按Q值由低到高的顺序将它们级联以使滤波器动态特性最大。图3是设计的电路图，图中各电阻值都已经舍入到标准值的1%范围内。

5 结论

本文介绍了高通滤波器的特性，以及用三种方法通过举例设计贝塞尔、椭圆、切比雪夫三种响应的有源高阶高通滤波器，设计方法简单、直观。

参考文献

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[2] Arther B Williams.ELECTRONIC FILTER DESIGN HANDBOOK[M].北京.电子工业出版社，2004.

[3] 祁国权.RLC串联电路谐振特性的Multisim仿真[J].电子设计工程，2012（1）.

[4] 高立，陈书远.通用阻抗变化器在有源滤波器中的应用[J].电子元件应用，2007（10）.

9.非线性动态滤波的迭代算法 篇九

非线性动态滤波的迭代算法

阐述了标称状态的线性化方法和扩展的卡尔曼滤波公式及迭代卡尔曼滤波,探讨了非线性动态滤波的近似处理方法,围绕标称状态将非线性模型进行线性化,将标准的卡尔曼滤波扩展到非线性模型,得到扩展的`卡尔曼滤波公式,研究了迭代滤波计算方法.扩展的卡尔曼滤波方法已经有效地用于非线性模型.

作 者：赵长胜 Zhao Changsheng 作者单位：徐州师范大学测绘学院,徐州,221116刊 名：数据采集与处理 ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF DATA ACQUISITION & PROCESSING年，卷(期)：22(4)分类号：P207.2 P228.41关键词：卡尔曼滤波 非线性模型 动态滤波 迭代法

10.RC有源滤波器的设计总结 篇十

本次模电课程设计基本上完成了，虽然很累，但我们感到很满足。刚开始的时候，由于我们当时对于滤波电路的理解不是非常的深入，这使得我们在一开始就遇到了一个比较棘手的问题，后来我们终于跳出了思维的枷锁，完全摆脱了这个问题，后来我们也遇到了其他的一些问题，但经过我们长时间的努力，并在老师的指导下终于算是比较圆满的完成了本次模电课程设计。通过本次模电课程设计，我们进一步掌握了有源滤波器，示波器在测试时的主要事项及操作规范，与此同时，了解了滤波器的参数估算方法，掌握了其电路的调试方法，并加深了有源滤波器在实际生活中的实际应用。以multisim为平台分析有源滤波器的电路，使用虚拟示波器等虚拟原件，采用交流分析方法和参数扫描分析方法仿真分析了有源滤波器电路的工作特性，及各元件参数对输入输出特性的影响，并演示了multisim中虚拟仪器及各种分析方法的使用。

经过本次的课程设计，我们解决了许多在实际过程中的问题，同时也学到了很多。我们不仅弄懂了很多以前不太了解的东西，还让我们体会到人与人之间的沟通，团队成员的协作的乐趣，团队需要个人，个人也离不开团队，必须发扬团队协作的精神。除此之外，它让我们明白只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合，从理论中得到结论，才能真正提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。

参考文献

1.《电子线路设计·实验·测试》华中科技大学出版社。

2.《模拟电子技术基础》 康华光 高等教育出版社。

11.模糊图像边缘精确定位的滤波算法 篇十一

关键词：边缘检测； 模糊检测； 图像处理； 图像滤波

中图分类号： TN 911.73 文献标志码： A doi： 10.3969/j.issn.1005-5630.2015.01.011

Abstract：Edge is one of the most fundamental and significant features in an image. In practical applications， the acquired images are often blurred due to de-focus and the inherent noise of the imaging sensor. Consequently， the image edge cannot be accurately located by automatic location algorithms. Based on the edge detection theory and the theoretical model of image blurness， this paper presents both spatial domain and frequency domain image filters for reducing noise effects on blurred image edge detection. The experimental results show that all the presented filters can be of some help to the blurred image edge detection. Especially， frequency domain low-pass filter method is shown to have the best effect in accurately detecting the blurred edge position.

Keywords：edge detection； blur detection； image processing； image filtering

引 言

图像的边缘是指图像中灰度值发生急剧变化的区域边界的像素的集合，是图像最基本的特征。边缘提取对于进行高层次的特征提取、特征描述、目标识别和图像理解等有着重大的影响。边缘往往携带着图像的大部分信息，这些边缘点能够给出目标轮廓的具体位置，是形状检测的基础，同时也是图像分割所依赖的重要依据[1]。边缘检测定位技术作为数字图像处理中重要的一部分，已经广泛应用于图像分割[2]、运动检测[3]、目标跟踪、人脸识别[4]等领域。在工业方面，边缘检测技术应用于在线检验工业产品的质量，例如产品表面是否有缺陷、零件的尺寸是否达标等[5]。

常规边缘定位算法一般都利用图像边缘的灰度梯度进行判别，如canny算子等。但是，这些算法有效的前提是边缘图像具有足够的清晰度。实际图像获取过程中，由于离焦或者光照不足等原因，经常出现图像边缘模糊的情况。离焦会降低图像质量，比如造成高频分量的衰减或丢失，再加上图像传感器对图像产生的噪声，两者混合的影响会导致对图像边缘信息分析的误差[6]。如何对这些模糊边缘图像进行精确边缘定位在很多应用中是进行精确几何和位移测量的关键。

本文分析了光学系统离焦和图像传感器噪声源，在此基础上建立模糊边缘图像的理论模型，对多种常规滤波去噪算法进行了比较分析，并提出一种基于频域的去模糊算法。利用各种模糊边缘滤波复原算法对实验装置所提取的离焦模糊图像进行处理，以解决模糊图像边缘定位的精度问题。

1 清晰和模糊边缘图像理论模型

1.1 清晰边缘理论模型

边缘是局部图像中灰度的急剧变化且变化不连续的部分，过渡区域像素数较少。主要存在于物体与物体、物体与背景、区域与区域之间，是图像分割、纹理特征提取和形状特征提取等图像分析的重要基础。

理想阶跃边缘模型[7]及其定位方法如图1（a）和（b）所示，阶跃边缘点周围的图像灰度值表现为一维阶跃函数，边缘点位于图像灰度的跳变处，其一阶方向导数在边缘点处为极值点，二阶方向导数在边缘点处为零值点。

1.2 模糊边缘理论模型

在实际应用中，图像采集容易受到成像系统像差、景深、离焦或者弱光照等因素的影响，此时边缘图像就会退化为模糊边缘，应用上述边缘定位算法将会导致边缘定位误差。边缘图像模糊的一般模型如图2所示。

边缘图像模糊过程可以被模型化，成为一个光学系统传递函数和一个加性噪声项。图2中，原始图像经过了传递函数后再附加一个加性噪声项，产生了模糊的图像。如果传递函数是一个线性、位置不变性的，那么在空间域中模糊图像可以表示为[8]

一般而言，当获取到模糊图像时，总希望可以消除模糊的影响，同时保留所需要的边缘信息[9]。对于接收到的模糊边缘图像必须要进行去噪处理，以达到图像复原的目的。光学成像系统的像差和图像传感器自身产生的噪声是导致图像边缘模糊的主要原因。

1.3 影响图像模糊的因素

图像传感器的输出信号是空间采样的离散模拟信号，其中夹杂着各种噪声和干扰。图像传感器中存在几种主要噪声：光子噪声、散粒噪声、转移噪声、暗电流噪声和复位噪声[10]。可以看出在输出数字图像的过程中，噪声会给输出的数字图像随机添加幅值偏差。尤其是在弱光照情况下图像噪声影响更加明显，而这在边缘图像中一般都包含光照较弱的暗区域。完全消除图像噪声是不现实的，如果通过去噪的手段，可以消除图像噪声对于模糊边缘定位的影响，则该去噪方法是成功的。

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当光学成像系统各种像差较大时，像点将表现为弥散圆，导致边缘图像模糊。此外，光学成像系统都存在一个景深范围，当被测物超出了光学系统景深范围时，就会发生图像的离焦模糊，导致像点扩散成一个弥散圆。即使光学成像系统经过优化设计，离焦模糊在实际视觉测量中仍然经常发生。阶跃型边缘由低灰度值（暗区域）和高灰度值像素（明区域）共同构成。当发生成像模糊时，边缘成像模糊造成了边缘图像从暗区域到明区域的过渡区域加宽，此时，图像噪声就会叠加在此过渡区域，对边缘精确定位造成困难。

2 模糊边缘图像定位滤波算法

利用模糊边缘图像进行精确定位时，首先可应用图像锐化算法来复原边缘，比如基于一阶微分的梯度法和基于二阶微分的拉普拉斯算子[11]等；但是，通过实验发现图像锐化算法并不能复原出清晰边缘，而且容易产生附加噪声，这是由于噪声影响过大，边缘信息和噪声信息相互叠加形成的。例如，使用拉普拉斯算子对一幅模糊边缘图像进行锐化处理结果如图3所示，由于二阶微分对于孤立的噪声点有很强的响应，可以看出图中有较多响应点（白点），以致其与边缘点相互干扰，无法提取边缘点的精确位置。

图像解卷积方法经常被用于复原模糊边缘图像[12]成清晰边缘图像，但此方法往往需要获取正确的光学成像系统点扩散函数，这在很多实际应用场合难以满足。如果只知道成像系统部分信息甚至没有任何信息的情况下估计真实图像的点扩散函数（PSF），这一过程称为图像盲解卷积。对于模糊图像，不易检测其PSF，因此模糊图像的盲复原一直是个棘手的问题[13]。比如，在实际视觉几何测量应用中，由于零件实际形状变化边缘离焦模糊很常见，而不同离焦量对应的解卷积参数往往难以获取，因此利用解卷积算法复原模糊边缘图像也存在实际困难。

模糊边缘是由边缘模糊和图像噪声的共同影响成的。在边缘模糊难以复原成清晰边缘的情况下，实际上，如果能够对模糊边缘进行去噪声，也就能进行精确的边缘定位。因此，从模糊图像提取边缘点需要一种简单易实现的方法来去除噪声，基于上述分析，最终采用滤波方式来完成模糊边缘定位。

图像滤波可以分为空间域和频域滤波两大类。它们之间的纽带就是傅里叶变换。常见空间域滤波如表1所示，空间域滤波方法是对像素本身进行直接处理。相应地，可以通过傅里叶变换来建立频率分量和图像空间特征之间的联系。表2描述了频域滤波方法的几种常见形式[14]。

表2中D0是频域滤波器截止频率的范围，D（u，v）是（u，v）点距离频率中心的距离，即对于低通滤波器，当D（u，v）的值小于D0的值时，则该点将被通过。被低通滤波的图像比原始图像少一些尖锐的细节部分。同样，被高通滤波的图像在平滑区域将少一些灰度级的变化，但突出了边缘灰度级的细节部分。模糊边缘由于图像噪声的存在导致边缘定位不准确，而图像噪声常常属于图像的高频成分，采用低通滤波器可以达到去除图像噪声目的。

低通滤波器截止频率的选取：选定的图像传感器像素尺寸为α，则图像传感器的奈奎斯特频率为fx12α。通过实验发现，当取0.1倍奈奎斯特频率作为滤波器的截止频率时，会由于截止频率选取过大导致噪声去除不够；而当取0.01倍奈奎斯特频率时，则会由于截止频率选取过小导致边缘信息过多丢失，图像被过度平滑。所以，最终选取了0.05倍奈奎斯特频率，效果最佳。

3 实验及分析

3.1 实验平台

为了验证上文提出的去噪算法的优劣，搭建了一个实验装置如图4所示：光源采用一个LED点光源，经过透镜后形成准直背光源，照射一个圆柱零件的一边，此边缘图像经过一个远心镜头成像于图像传感器上。图像传感器选择面阵CCD相机，感光区域为5.6 mm×4.2 mm、像素数为2 560×1 920、像素大小为2.2 μm×2.2 μm。微位移器使用了步进电机，通过使用步进电机来等量的横向移动被测物，保证了边缘像素点变化的线性度。光学成像系统使用设计倍率为2×、工作距为65 mm的高精度物方远心物镜，以获得低畸变待测边缘的图像，并且由于物方远心物镜的自身特性，主光线平行于物方光轴，减少了因物体沿光轴移动而带来的测量误差，从而提高了成像几何测量精度[15]。此物镜的景深范围是2.2 mm，因此，被测物在测量过程中很容易产生离焦模糊。

3.2 实验步骤

依据图4的实验装置原理搭载了边缘定位系统，获取圆柱边缘图像，利用边缘定位算法确定被测物的边缘位置。通过使用步进电机来等步距的横向平移被测物，采集到CCD相机输出的图像数据，使用边缘图像算法计算出每两次平移的偏移值，再通过偏移值来评价各种去噪算法效果的高低。首先在最佳工作距65 mm的地方测试，此时得到CCD相机输出的清晰边缘图像如图5（a）所示。接着通过横向移动9次步进电机来测试边缘定位精度，并且每一次位移量都相同。通过随机选取图5（a）中的一行，计算一阶导数的极值点像素坐标，来求得边缘像素点的位置，得到如图5（b）的边缘位移测量结果。可以看出此时线性度非常好，在线性拟合后求得误差标准差（RMSE）为1.136 μm。这是由于对焦准确，边缘图像过渡清晰。因为需要判定各种滤波算法的优劣，于是将被测物沿轴向平移1 mm，被测边缘将由于超出镜头景深范围而产生离焦模糊，CCD相机输出的模糊边缘图像如图6（a）所示。在此离焦状态下，同样应用步进电机9次横向等步距移动被测物体边缘，得到一系列模糊边缘图像。取其中某一行的灰度分布如图6（b）所示，可以明显看到边缘区域的像素范围跨度较大，约包含70个像素点，并且这些像素点灰度值抖动严重。这是由于离焦产生的模糊和CCD添加的噪声相互影响，导致一阶求导取极值的算法难以准确反映边缘位置，如图6（c）所示。

所以依次使用了算数均值滤波器（9*9）、几何均值滤波器（9*9）、谐波均值滤波器（9*9）、逆谐波均值滤波器（9*9，Q=1.5）、逆谐波均值滤波器（9*9，Q=-2）、阿尔法均值滤波器（9*9，D=10）和高斯型低通滤波器共7种来达到消除离焦和噪声的影响，进而得到模糊图像的边缘点定位。

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3.3 实验结果及分析

通过使用上述7种滤波算法进行模糊图像去噪声处理，再利用一阶导数求极值点的算法来确定图像边缘，计算边缘像素点的位移量。计算结果如图7（a）和（b）所示。从图中可以看出，经过滤波处理后，模糊图像的边缘点提取有了一定精度，各种算法结果对于边缘点的位移量都呈现了一定的线性度。对比图像可以看出，频域类型的低通滤波对于边缘点提取效果较明显。但是对于各种算法的优劣，还没有更直观的判断。所以，通过计算其误差标准差（RMSE）来直观地判别算法的优劣，实验结果如图8所示。

通过图8可以明显看出不同滤波方法在边缘定位精密度上的优劣。第3种和第5种滤波器的效果最差，而低通滤波器的效果明显优于空间域滤波器。造成这种结果的原因分析如下：（1）空间域滤波和频域滤波对于噪声的滤除效果各不相同，而且频域滤波适应性更出色。如果CCD相机拍摄的图像是在低照度情况下获得，此时输出的图像较于正常光照条件下获得的图像，受到噪声的干扰更显著即灰度值的变化更剧烈。在这种条件下，CCD相机的各类噪声对于图像的影响将更加显著，尤其暗噪声和随机噪声对于实验结果的图像有较大影响，它们会对边缘点的灰度值产生空间非均匀分布的噪声干扰。空间域滤波方法大部分只是对一些随机的脉冲噪声或者椒盐噪声有效果。通过图7中空间滤波器的结果可以看出，它们的线性度没有低通滤波的好就是因为它们无法有效滤除暗噪声和随机噪声，所以此时低通滤波器效果比空间域滤波器更好。（2）空间域滤波和频域滤波对于离焦的反馈各不相同，经过空间域滤波后的边缘区域比频域滤波的更宽。由于成像物镜的离焦所形成的像差会降低CCD相机拍摄到的图片质量，由图6（a）和（b）可以看出，输出的图像模糊并且边缘区域即明暗过渡区域加宽。这种情况下，使用空间域滤波后得到的边缘区域即明暗区域像素范围较大，相反使用频域滤波则区域范围更小。因此使用频域滤波得到的边缘定位有更高的精度，效果更好。

4 结 论

本文重点讨论了由于光学系统离焦和图像传感器噪声造成的模糊边缘的定位滤波算法。传统的一阶求导提取边缘点自动定位算法，只能处理理想工作距处获取的清晰边缘图像，而对由于噪声和离焦导致的模糊图像边缘定位常常失效。本文通过对模糊边缘的理论分析，提出采用各种滤波方法进行图像去噪边缘定位，并进行了空域和频域的各种滤波算法的对比实验。理论分析和测试实验结果表明，各种滤波方法对于模糊图像边缘点的提取都有改善效果，其中频域低通滤波方法具有最佳的效果，适用于离焦模糊边缘的快速高精度定位。

参考文献：

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（编辑：程爱婕）